Wilson aktueller Spiegel – Wikipedia

Posted on December 24, 2020 by lordneo

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EIN Wilson Stromspiegel ist eine Schaltung mit drei Anschlüssen (Fig. 1), die einen Eingangsstrom am Eingangsanschluss akzeptiert und einen “gespiegelten” Stromquellen- oder -senkenausgang am Ausgangsanschluss bereitstellt. Der gespiegelte Strom ist eine genaue Kopie des Eingangsstroms. Es kann als verwendet werden Wilson aktuelle Quelle durch Anlegen eines konstanten Vorspannungsstroms an den Eingangszweig wie in Abb. 2. Die Schaltung ist nach George R. Wilson benannt, einem Konstrukteur für integrierte Schaltungen, der für Tektronix gearbeitet hat.^[1]^[2] Wilson entwickelte diese Konfiguration 1967, als er und Barrie Gilbert sich gegenseitig herausforderten, über Nacht einen verbesserten Stromspiegel zu finden, der nur drei Transistoren verwenden würde. Wilson gewann die Herausforderung.^[3]

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Table of Contents

Schaltungsbetrieb[edit]

Abbildung 1: Wilson-Stromspiegel

Abbildung 2: Wilson-Stromquelle

Es gibt drei Hauptmetriken, wie gut ein Stromspiegel als Teil einer größeren Schaltung funktioniert. Das erste Maß ist der statische Fehler, die Differenz zwischen den Eingangs- und Ausgangsströmen, ausgedrückt als Bruchteil des Eingangsstroms. Das Minimieren dieses Unterschieds ist bei solchen Anwendungen eines Stromspiegels wie der Umwandlung des Differenzsignals in ein Single-Ended-Ausgangssignal in einer Differenzverstärkerstufe kritisch, da dieser Unterschied die Gleichtakt- und Stromversorgungsunterdrückungsverhältnisse steuert. Das zweite Maß ist die Ausgangsimpedanz der Stromquelle oder gleichwertig ihre Umkehrung, die Ausgangsleitfähigkeit. Diese Impedanz beeinflusst die Stufenverstärkung, wenn eine Stromquelle als aktive Last verwendet wird, und beeinflusst die Gleichtaktverstärkung, wenn die Quelle den Endstrom eines Differenzpaars liefert. Die letzte Metrik ist das Paar von Mindestspannungen von der gemeinsamen Klemme, normalerweise einer Stromschienenverbindung, zu den Eingangs- und Ausgangsklemmen, die für den ordnungsgemäßen Betrieb der Schaltung erforderlich sind. Diese Spannungen wirken sich auf die Kopffreiheit zu den Stromversorgungsschienen aus, die für die Schaltung verfügbar sind, in die der Stromspiegel eingebettet ist.

Eine ungefähre Analyse von Gilbert^[3] zeigt, wie der Wilson-Stromspiegel funktioniert und warum sein statischer Fehler sehr gering sein sollte. Die Transistoren Q1 und Q2 in Fig. 1 sind ein angepasstes Paar, das die gleichen Emitter- und Basispotentiale teilt und daher hat

{ displaystyle scriptstyle i_ {C1} ~ = ~ i_ {C2}}

${ displaystyle scriptstyle i_ {C1} ~ = ~ i_ {C2}}$ und

{ displaystyle scriptstyle i_ {B1} ~ = ~ i_ {B2}}

${ displaystyle scriptstyle i_ {B1} ~ = ~ i_ {B2}}$ . Dies ist ein einfacher Zwei-Transistor-Stromspiegel mit

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{ displaystyle scriptstyle i_ {E3}}

${ displaystyle scriptstyle i_ {E3}}$ als seine Eingabe und

{ displaystyle scriptstyle i_ {C1}}

${ displaystyle scriptstyle i_ {C1}}$ als seine Ausgabe. Wenn ein Strom

{ displaystyle scriptstyle i _ { text {in}}}

${ displaystyle scriptstyle i _ { text {in}}}$ Wird an den Eingangsknoten (die Verbindung zwischen der Basis von Q3 und dem Kollektor von Q1) angelegt, beginnt die Spannung von diesem Knoten zur Masse zu steigen. Wenn es die Spannung überschreitet, die erforderlich ist, um den Emitter-Basis-Übergang von Q3 vorzuspannen, wirkt Q3 als Emitterfolger oder gemeinsamer Kollektorverstärker und die Basisspannung von Q1 und Q2 beginnt anzusteigen. Mit zunehmender Basisspannung beginnt im Kollektor von Q1 Strom zu fließen. Alle Spannungs- und Stromerhöhungen hören auf, wenn die Summe aus Kollektorstrom von Q1 und Basisstrom von Q3 genau ausgeglichen ist

{ displaystyle scriptstyle i _ { text {in}}}

${ displaystyle scriptstyle i _ { text {in}}}$ . Unter dieser Bedingung haben alle drei Transistoren nahezu gleiche Kollektorströme und daher ungefähr gleiche Basisströme. Lassen

{ displaystyle scriptstyle i_ {B} ~ = ~ i_ {B1} ~ = ~ i_ {B2} ~ approx ~ i_ {B3}}

${ displaystyle scriptstyle i_ {B} ~ = ~ i_ {B1} ~ = ~ i_ {B2} ~ approx ~ i_ {B3}}$ . Dann ist der Kollektorstrom von Q1

{ displaystyle scriptstyle i _ { text {in}} , – , i_ {B}}

${ displaystyle scriptstyle i _ { text {in}} , - , i_ {B}}$ ;; Der Kollektorstrom von Q2 ist genau gleich dem von Q1, also ist der Emitterstrom von Q3

{ displaystyle scriptstyle i_ {E3} ~ = ~ i_ {C2} , + , 2i_ {B} ~ = ~ i _ { text {in}} , – , i_ {B} , + , 2i_ {B} ~ = ~ i _ { text {in}} , + , i_ {B}}

${ displaystyle scriptstyle i_ {E3} ~ = ~ i_ {C2} , + , 2i_ {B} ~ = ~ i _ { text {in}} , - , i_ {B} , + , 2i_ {B} ~ = ~ i _ { text {in}} , + , i_ {B}}$ . Der Kollektorstrom von Q3 ist also sein Emitterstrom abzüglich des Basisstroms

{ displaystyle scriptstyle i _ { text {out}} ~ = ~ i _ { text {in}} , + , i_ {B} , – , i_ {B} ~ = ~ i _ { text { im}}}

${ displaystyle scriptstyle i _ { text {out}} ~ = ~ i _ { text {in}} , + , i_ {B} , - , i_ {B} ~ = ~ i _ { text { im}}}$ . In dieser Näherung ist der statische Fehler Null.

Differenz der Eingangs- und Ausgangsströme[edit]

Eine genauere formale Analyse zeigt den erwarteten statischen Fehler. Wir nehmen an:

Alle Transistoren haben die gleiche Stromverstärkung β.
Q1 und Q2 sind aufeinander abgestimmt und teilen sich die gleiche Basis-Emitter-Spannung, sodass ihre Kollektorströme gleich sind.

Deshalb,

{ displaystyle scriptstyle i_ {C1} ~ = ~ i_ {C2} ~ equiv ~ i_ {C}}

${ displaystyle scriptstyle i_ {C1} ~ = ~ i_ {C2} ~ equiv ~ i_ {C}}$ und

{ displaystyle scriptstyle i_ {B1} ~ = ~ i_ {B2} ~ equiv ~ i_ {B}}

${ displaystyle scriptstyle i_ {B1} ~ = ~ i_ {B2} ~ equiv ~ i_ {B}}$ . Der Basisstrom von Q3 ist gegeben durch:

{ displaystyle scriptstyle i_ {B3} ~ = ~ { frac {i_ {C3}} { beta}}}

${ displaystyle scriptstyle i_ {B3} ~ = ~ { frac {i_ {C3}} { beta}}}$ und der Emitterstrom durch,

{ displaystyle i_ {E3} = { frac { beta +1} { beta}} i_ {C3}}

Aus der Summe der Ströme am Knoten, die der Emitter von Q3, der Kollektor von Q2 und die Basen von Q1 und Q2 gemeinsam haben, muss der Emitterstrom von Q3 sein

{ displaystyle i_ {E3} = i_ {C2} + i_ {B1} + i_ {B2} = i_ {C} + 2i_ {B} = { frac { beta +2} { beta}} i_ {C. }}

Gleichsetzen der Ausdrücke für

{ displaystyle scriptstyle i_ {E3}}

${ displaystyle scriptstyle i_ {E3}}$ in (1) und (2) ergibt:

{ displaystyle i_ {C} = left ({ frac { beta +1} { beta +2}} right) i_ {C3}}

Die Summe der Ströme am Eingangsknoten impliziert dies

{ displaystyle scriptstyle i _ { text {in}} ~ = ~ i_ {C1} , + , i_ {B3} ~ = ~ i_ {C} , + , { frac {i_ {C3}} {Beta }}}

${ displaystyle scriptstyle i _ { text {in}} ~ = ~ i_ {C1} , + , i_ {B3} ~ = ~ i_ {C} , + , { frac {i_ {C3}} {Beta }}}$ . Ersetzen für

{ displaystyle scriptstyle i_ {C}}

${ displaystyle scriptstyle i_ {C}}$ aus (3) führt zu

{ displaystyle scriptstyle i _ { text {in}} ~ = ~ left ({ frac { beta , + , 1} { beta , + , 2}} , + , { frac {1} { beta}} right) i_ {C3}}

${ displaystyle scriptstyle i _ { text {in}} ~ = ~ left ({ frac { beta , + , 1} { beta , + , 2}} , + , { frac {1} { beta}} right) i_ {C3}}$ oder

{ displaystyle scriptstyle i_ {C3} ~ = ~ left ({ frac { beta left ( beta , + , 2 right)} { beta left ( beta , + , 2) right) , + , 2}} right) i _ { text {in}}}

${ displaystyle scriptstyle i_ {C3} ~ = ~ left ({ frac { beta left ( beta , + , 2 right)} { beta left ( beta , + , 2) right) , + , 2}} right) i _ { text {in}}}$ .

weil

{ displaystyle scriptstyle i_ {C3}}

${ displaystyle scriptstyle i_ {C3}}$ ist der Ausgangsstrom, der statische Fehler, die Differenz zwischen den Eingangs- und Ausgangsströmen, ist

{ displaystyle i _ { text {in}} – i _ { text {out}} = { frac {2i _ { text {in}}} { beta left ( beta +2 right) +2} } approx { frac {2i _ { text {in}}} { beta ^ {2}}}}

Bei NPN-Transistoren beträgt die Stromverstärkung

{ displaystyle scriptstyle beta}

${ displaystyle scriptstyle beta}$ liegt in der Größenordnung von 100, und im Prinzip beträgt die Nichtübereinstimmung etwa 1: 5000.

Für die Wilson-Stromquelle von Fig. 2 beträgt der Eingangsstrom des Spiegels

{ displaystyle scriptstyle I_ {R1} ~ = ~ { frac {1} {R1}} left (V_ {CC} , – , V_ {BE2} , – , V_ {BE3} right) }}

${ displaystyle scriptstyle I_ {R1} ~ = ~ { frac {1} {R1}} left (V_ {CC} , - , V_ {BE2} , - , V_ {BE3} right) }}$ . Die Basis-Emitter-Spannungen,

{ displaystyle scriptstyle V_ {BE}}

${ displaystyle scriptstyle V_ {BE}}$ liegen typischerweise zwischen 0,5 und 0,75 Volt, so einige Autoren^[1] ungefähr dieses Ergebnis als

{ displaystyle scriptstyle I _ { text {out}} approx { frac {V_ {CC} , – , 1.4} {R1}}}

${ displaystyle scriptstyle I _ { text {out}} approx { frac {V_ {CC} , - , 1.4} {R1}}}$ . Der Ausgangsstrom ist somit wesentlich nur von V abhängig_CC und R1 und die Schaltung wirkt als Konstantstromquelle, das heißt, der Strom bleibt konstant mit Variationen in der Impedanz der Last. Variationen in V._CC oder Änderungen des Wertes von R1 aufgrund der Temperatur spiegeln sich in Änderungen des Ausgangsstroms wider. Dieses Verfahren zur direkten Erzeugung eines Referenzstroms aus der Stromversorgung unter Verwendung eines Widerstands weist für praktische Anwendungen selten eine ausreichende Stabilität auf, und komplexere Schaltungen werden verwendet, um Referenzströme unabhängig von Temperatur und Versorgungsspannungen bereitzustellen.^[4]

Gleichung (4) unterschätzt die Unterschiede zwischen den Eingangs- und Ausgangsströmen, die im Allgemeinen in dieser Schaltung zu finden sind, aus drei Gründen erheblich. Erstens sind die Emitter-Kollektor-Spannungen des durch Q1 und Q2 gebildeten inneren Stromspiegels nicht gleich. Der Transistor Q2 ist diodenverbunden und hat

{ displaystyle scriptstyle v_ {CE2} ~ = ~ v_ {BE2}}

${ displaystyle scriptstyle v_ {CE2} ~ = ~ v_ {BE2}}$ , was typischerweise in der Größenordnung von 0,6 bis 0,7 Volt liegt. Die Kollektor-Emitter-Spannung von Q1 ist um die Basis-Emitter-Spannung von Q3 höher und beträgt daher etwa das Doppelte des Wertes über Q2. Der frühe Effekt (Basisbreitenmodulation) in Q1 zwingt seinen Kollektorstrom dazu, geringfügig höher als der von Q2 zu sein. Dieses Problem kann im Wesentlichen durch Hinzufügen eines vierten Transistors beseitigt werden, der als Q4 im verbesserten Wilson-Stromspiegel von Fig. 4a gezeigt ist. Q4 ist eine Diode, die in Reihe mit dem Kollektor von Q1 geschaltet ist und dessen Kollektorspannung senkt, bis sie ungefähr gleich ist

{ displaystyle scriptstyle v_ {CE}}

${ displaystyle scriptstyle v_ {CE}}$ für Q2.

Zweitens ist der Wilson-Stromspiegel anfällig für Fehlanpassungen in der Stromverstärkung.

{ displaystyle scriptstyle beta}

$scriptstyle beta$ , seiner Transistoren, insbesondere die Übereinstimmung zwischen

{ displaystyle scriptstyle beta _ {3}}

${ displaystyle scriptstyle beta _ {3}}$ und die Stromverstärkungen des angepassten Paares Q1 und Q2.^[3] Verantwortlich für

{ displaystyle scriptstyle beta}

$scriptstyle beta$ Unterschiede zwischen allen drei Transistoren kann man zeigen

{ displaystyle scriptstyle i _ { text {in}} , – , i _ { text {out}} ~ = ~ { frac {2 left ({ overline { beta _ {12}}} , – , beta _ {3} right) , + , 2} {{ overline { beta _ {12}}} beta _ {3} , + , 2 { overline { Beta _ {12}}} , + , 2}}}

${ displaystyle scriptstyle i _ { text {in}} , - , i _ { text {out}} ~ = ~ { frac {2 left ({ overline { beta _ {12}}} , - , beta _ {3} right) , + , 2} {{ overline { beta _ {12}}} beta _ {3} , + , 2 { overline { Beta _ {12}}} , + , 2}}}$ wo

{ displaystyle scriptstyle { overline { beta _ {12}}}}

${ displaystyle scriptstyle { overline { beta _ {12}}}}$ ist das harmonische Mittel der Stromverstärkungen von Q1 und Q2 oder

{ displaystyle scriptstyle { overline { beta _ {12}}} ~ = ~ 2 left[{frac {1}{beta _{1}}},+,{frac {1}{beta _{2}}}right]^ {- 1}}

${ displaystyle scriptstyle { overline { beta _ {12}}} ~ = ~ 2 left[{frac {1}{beta _{1}}},+,{frac {1}{beta _{2}}}right]^ {- 1}}$ . Beta-Fehlpaarungen von fünf Prozent oder mehr werden gemeldet^[3] häufig auftreten, was zu einer Erhöhung des statischen Fehlers um eine Größenordnung führt.

Schließlich stimmt der Kollektorstrom in einem Bipolartransistor für niedrige und moderate Emitterströme eng mit der Beziehung überein

{ displaystyle scriptstyle i_ {C} ~ = ~ I_ {SC} exp left ({ frac {v_ {BE}} {V_ {T}}} right)}

${ displaystyle scriptstyle i_ {C} ~ = ~ I_ {SC} exp left ({ frac {v_ {BE}} {V_ {T}}} right)}$ wo

{ displaystyle scriptstyle V_ {T} ~ = ~ { frac {kT} {q}}}

${ displaystyle scriptstyle V_ {T} ~ = ~ { frac {kT} {q}}}$ ist die thermische Spannung und

{ displaystyle scriptstyle I_ {SC}}

${ displaystyle scriptstyle I_ {SC}}$ ist eine Konstante, die von Temperatur, Dotierungskonzentrationen und Kollektor-Emitter-Spannung abhängt.^[5] Übereinstimmende Ströme in den Transistoren Q1 und Q2 hängen von der Konformität mit derselben Gleichung ab, beobachteten jedoch Fehlanpassungen in

{ displaystyle scriptstyle I_ {SC}}

${ displaystyle scriptstyle I_ {SC}}$ sind geometrieabhängig und reichen von

{ displaystyle scriptstyle pm 1 { text {to}} pm 10}

${ displaystyle scriptstyle pm 1 { text {to}} pm 10}$ Prozent.^[6] Solche Unterschiede zwischen Q1 und Q2 führen direkt zu statischen Fehlern mit demselben Prozentsatz für den gesamten Spiegel. Sorgfältiges Layout und Transistordesign müssen verwendet werden, um diese Fehlerquelle zu minimieren. Zum Beispiel können Q1 und Q2 jeweils als ein Paar paralleler Transistoren implementiert werden, die als kreuzgekoppeltes Quad in einem gemeinsam zentrierten Layout angeordnet sind, um die Auswirkungen lokaler Gradienten auf die Stromverstärkung zu verringern.^[3] Wenn der Spiegel mit einem festen Vorspannungspegel verwendet werden soll, können Anpassungswiderstände in den Emittern dieses Paares einen Teil des Anpassungsproblems von den Transistoren auf diese Widerstände übertragen.

Eingangs- und Ausgangsimpedanzen und Frequenzgang[edit]

Abbildung 3: Kleinsignalmodell zur Impedanzberechnung

Eine Schaltung ist nur insoweit eine Stromquelle, als ihr Ausgangsstrom unabhängig von ihrer Ausgangsspannung ist. In den Schaltungen der 1 und 2 ist die Ausgangsspannung von Bedeutung das Potential vom Kollektor von Q3 zur Masse. Das Maß für diese Unabhängigkeit ist die Ausgangsimpedanz der Schaltung, das Verhältnis einer Änderung der Ausgangsspannung zu der Änderung des Stroms, die sie verursacht. Fig. 3 zeigt ein Kleinsignalmodell eines Wilson-Stromspiegels, der mit einer Testspannungsquelle gezeichnet wurde.

{ displaystyle scriptstyle v _ { text {test}}}

${ displaystyle scriptstyle v _ { text {test}}}$ , an den Ausgang angehängt. Die Ausgangsimpedanz ist das Verhältnis:

{ displaystyle scriptstyle z _ { text {out}} ~ equiv ~ { frac {v _ { text {test}}} {i _ { text {test}}}}

${ displaystyle scriptstyle z _ { text {out}} ~ equiv ~ { frac {v _ { text {test}}} {i _ { text {test}}}}$ . Bei niedriger Frequenz ist dieses Verhältnis real und repräsentiert einen Ausgangswiderstand.

In Fig. 3 sind die Transistoren Q1 und Q2 als einen Standard-Zwei-Transistor-Stromspiegel bildend dargestellt. Es reicht zur Berechnung der Ausgangsimpedanz aus^[1]^[3] anzunehmen, dass der Ausgangsstrom dieser Stromspiegel-Teilschaltung,

{ displaystyle scriptstyle i_ {c1}}

${ displaystyle scriptstyle i_ {c1}}$ ist gleich dem Eingangsstrom,

{ displaystyle scriptstyle i_ {e3}}

${ displaystyle scriptstyle i_ {e3}}$ , oder

{ displaystyle scriptstyle i_ {c1} ~ approx ~ i_ {e3}}

${ displaystyle scriptstyle i_ {c1} ~ approx ~ i_ {e3}}$ . Der Transistor Q3 wird durch sein Niederfrequenz-Hybrid-Pi-Modell mit einer stromgesteuerten abhängigen Stromquelle für den Kollektorstrom dargestellt.

Die Summe der Ströme am Emitterknoten von Q3 impliziert Folgendes:

{ displaystyle i _ { text {test}} = i_ {e3} + i_ {c1} = 2i_ {c1} { text {oder}} i_ {c1} = { frac {1} {2}} i_ { text {test}}}

Da der dynamische Widerstand des mit Dioden verbundenen Transistors Q2, ist der Eingangswiderstand des Zwei-Transistor-Stromspiegels viel kleiner als

{ displaystyle scriptstyle r_ {O3}}

${ displaystyle scriptstyle r_ {O3}}$ , die Prüfspannung,

{ displaystyle scriptstyle v _ { text {test}}}

${ displaystyle scriptstyle v _ { text {test}}}$ erscheint effektiv über den Kollektor-Emitter-Anschlüssen von Q3. Der Basisstrom von Q3 ist

{ displaystyle scriptstyle i_ {b3} ~ = ~ -i_ {c1}}

${ displaystyle scriptstyle i_ {b3} ~ = ~ -i_ {c1}}$ . Unter Verwendung von Gleichung (5) für

{ displaystyle scriptstyle i_ {c1}}

${ displaystyle scriptstyle i_ {c1}}$ wird die Summe der Ströme am Kollektorknoten von Q3

{ displaystyle scriptstyle i _ { text {test}} ~ = ~ { frac {v _ { text {test}}} {r_ {O3}}} , – , { frac { beta} {2 }} i _ { text {test}}}

${ displaystyle scriptstyle i _ { text {test}} ~ = ~ { frac {v _ { text {test}}} {r_ {O3}}} , - , { frac { beta} {2 }} i _ { text {test}}}$ . Das Auflösen nach der Ausgangsimpedanz ergibt:

{ displaystyle z _ { text {out}} = { frac {v _ { text {test}}} {i _ { text {test}}} = left (1 + { frac { beta} { 2}} right) r_ {O3} approx { frac { beta} {2}} r_ {O3}}

In einem Standard-Zwei-Transistor-Stromspiegel wäre die Ausgangsimpedanz der dynamische Frühwiderstand des Ausgangstransistors, dessen Äquivalent in diesem Fall ist

{ displaystyle scriptstyle r_ {O3}}

${ displaystyle scriptstyle r_ {O3}}$ . Der Wilson-Stromspiegel hat eine um den Faktor höhere Ausgangsimpedanz

{ displaystyle scriptstyle { frac { beta} {2}}}

${ displaystyle scriptstyle { frac { beta} {2}}}$ in der Größenordnung von 50X.

Die Eingangsimpedanz eines Stromspiegels ist das Verhältnis der Änderung der Eingangsspannung (das Potential vom Eingangsanschluss zur Masse in den Abbildungen 1 und 2) zur Änderung des Eingangsstroms, die ihn verursacht. Da die Änderung des Ausgangsstroms nahezu jeder Änderung des Eingangsstroms entspricht, beträgt die Änderung der Basis-Emitter-Spannung von Q3

{ displaystyle scriptstyle Delta V_ {BE3} ~ = ~ { frac { Delta I _ { text {in}}} {g_ {m3}}}}

${ displaystyle scriptstyle Delta V_ {BE3} ~ = ~ { frac { Delta I _ { text {in}}} {g_ {m3}}}}$ . Gleichung (3) zeigt, dass sich der Kollektor von Q2 um nahezu den gleichen Betrag ändert

{ displaystyle scriptstyle Delta V_ {BE2} ~ approx ~ { frac { Delta I _ { text {in}}} {g_ {m2}}}}

${ displaystyle scriptstyle Delta V_ {BE2} ~ approx ~ { frac { Delta I _ { text {in}}} {g_ {m2}}}}$ . Die Eingangsspannung ist die Summe der Basis-Emitter-Spannungen von Q2 und Q3; Die Kollektorströme von Q2 und Q3 sind nahezu gleich, was dies impliziert

{ displaystyle scriptstyle g_ {m2} ~ = ~ g_ {m3}}

${ displaystyle scriptstyle g_ {m2} ~ = ~ g_ {m3}}$ . Die Eingangsimpedanz beträgt

{ displaystyle scriptstyle z _ { text {in}} ~ = ~ { frac {2} {g_ {m3}}}

${ displaystyle scriptstyle z _ { text {in}} ~ = ~ { frac {2} {g_ {m3}}}$ . Verwenden Sie die Standardformel für

{ displaystyle scriptstyle g_ {m} ~ = ~ { frac {I_ {C}} {V_ {T}}}}

${ displaystyle scriptstyle g_ {m} ~ = ~ { frac {I_ {C}} {V_ {T}}}}$ führt zu:

{ displaystyle z _ { text {in}} = { frac {2kT} {qI _ { text {in}}}}

{ displaystyle scriptstyle { frac {kT} {q}} = V_ {T}}

${ displaystyle scriptstyle { frac {kT} {q}} = V_ {T}}$ ist das übliche thermische Spannung, das Produkt der konstanten und absoluten Temperatur von Boltzmann geteilt durch die Ladung eines Elektrons. Diese Impedanz ist doppelt so groß wie

{ displaystyle scriptstyle z _ { text {in}}}

${ displaystyle scriptstyle z _ { text {in}}}$ für den Standard-Zwei-Transistor-Stromspiegel.

Stromspiegel werden häufig im Signalpfad einer integrierten Schaltung verwendet, beispielsweise zur Differenzial-zu-Single-Ended-Signalumwandlung innerhalb eines Operationsverstärkers. Bei niedrigen Vorspannungsströmen sind die Impedanzen in der Schaltung hoch genug, so dass der Frequenzeffekt von Geräte- und parasitären Kapazitäten dominiert werden kann, die die Eingangs- und Ausgangsknoten gegen Masse rangieren und die Eingangs- und Ausgangsimpedanzen verringern.^[3] Die Kollektor-Basis-Kapazität,

{ displaystyle scriptstyle C _ { mu 3}}

${ displaystyle scriptstyle C _ { mu 3}}$ von Q3 ist eine Komponente dieser kapazitiven Last. Der Kollektor von Q3 ist der Ausgangsknoten des Spiegels und seine Basis ist der Eingangsknoten. Wenn Strom fließt

{ displaystyle scriptstyle C _ { mu 3}}

${ displaystyle scriptstyle C _ { mu 3}}$ Dieser Strom wird zu einem Eingang für den Spiegel und der Strom wird am Ausgang verdoppelt. Tatsächlich beträgt der Beitrag von Q3 zur Gesamtausgangskapazität

{ displaystyle scriptstyle 2C _ { mu 3}}

${ displaystyle scriptstyle 2C _ { mu 3}}$ . Wenn der Ausgang des Wilson-Spiegels mit einem Knoten mit relativ hoher Impedanz verbunden ist, kann die Spannungsverstärkung des Spiegels hoch sein. In diesem Fall kann die Eingangsimpedanz des Spiegels durch den Miller-Effekt beeinflusst werden

{ displaystyle scriptstyle C _ { mu 3}}

${ displaystyle scriptstyle C _ { mu 3}}$ , obwohl die niedrige Eingangsimpedanz des Spiegels diesen Effekt abschwächt.

Wenn die Schaltung mit höheren Strömen vorgespannt ist, die den Frequenzgang der Transistorstromverstärkung maximieren, ist es möglich, einen Wilson-Stromspiegel mit zufriedenstellenden Ergebnissen bei Frequenzen bis zu ungefähr einem Zehntel der Übergangsfrequenz der Transistoren zu betreiben.^[3] Die Übergangsfrequenz eines Bipolartransistors,

{ displaystyle scriptstyle f_ {T}}

${ displaystyle scriptstyle f_ {T}}$ ist die Frequenz, bei der die Kurzschluss-Stromverstärkung des gemeinsamen Emitters auf Eins fällt.^[7] Es ist effektiv die höchste Frequenz, für die ein Transistor eine nützliche Verstärkung in einem Verstärker liefern kann. Die Übergangsfrequenz ist eine Funktion des Kollektorstroms, die mit zunehmendem Strom bis zu einem breiten Maximum bei einem Kollektorstrom zunimmt, der etwas geringer ist als der, der den Beginn einer hohen Einspritzung verursacht. In einfachen Modellen des Bipolartransistors, wenn der Kollektor geerdet ist,

{ displaystyle scriptstyle beta left (f right)}

${ displaystyle scriptstyle beta left (f right)}$ zeigt also einen einpoligen Frequenzgang

{ displaystyle scriptstyle f_ {T}}

${ displaystyle scriptstyle f_ {T}}$ ist auch das aktuelle Produkt für die Verstärkungsbandbreite. Grob impliziert dies, dass bei

{ displaystyle scriptstyle { frac {f_ {T}} {10}}}

${ displaystyle scriptstyle { frac {f_ {T}} {10}}}$ ,

{ displaystyle scriptstyle beta left ({ frac {f_ {T}} {10}} right) ~ approx ~ -j10}

${ displaystyle scriptstyle beta left ({ frac {f_ {T}} {10}} right) ~ approx ~ -j10}$ . Nach Gleichung (4) könnte man erwarten, dass sich die Größe des Verhältnisses von Ausgangs- zu Eingangsstrom bei dieser Frequenz um etwa 2% von der Einheit unterscheidet.

Der Wilson-Stromspiegel erreicht die hohe Ausgangsimpedanz von Gleichung (6) eher durch negative Rückkopplung als durch Emitterdegeneration, wie dies bei kaskodierten Spiegeln oder Quellen mit Widerstandsdegeneration der Fall ist. Die Knotenimpedanz des einzigen internen Knotens des Spiegels, des Knotens am Emitter von Q3 und des Kollektors von Q2, ist ziemlich niedrig.^[3] Bei niedriger Frequenz ist diese Impedanz gegeben durch

{ displaystyle scriptstyle { frac {V_ {T}} { beta I _ { text {in}}} ~ = ~ { frac {kT} {q beta I _ { text {in}}}} }}

${ displaystyle scriptstyle { frac {V_ {T}} { beta I _ { text {in}}} ~ = ~ { frac {kT} {q beta I _ { text {in}}}} }}$ . Für ein mit 1 mA vorgespanntes Gerät mit einer Stromverstärkung von 100 ergibt dies 0,26 Ohm bei 25 Grad. Jede Änderung des Ausgangsstroms mit der Ausgangsspannung führt zu einer Änderung des Emitterstroms von Q3, jedoch zu einer sehr geringen Änderung der Emitterknotenspannung. Die Änderung in

{ displaystyle scriptstyle i_ {E3}}

${ displaystyle scriptstyle i_ {E3}}$ wird über Q2 und Q1 zum Eingangsknoten zurückgeführt, wo er den Basisstrom von Q3 so ändert, dass die Nettoveränderung des Ausgangsstroms verringert wird, wodurch die Rückkopplungsschleife geschlossen wird.

Schaltungen, die negative Rückkopplungsschleifen enthalten, egal ob Strom- oder Spannungsschleifen, mit Schleifenverstärkungen nahe oder über eins, können unerwünschte Anomalien im Frequenzgang aufweisen, wenn die Phasenverschiebung des Signals innerhalb der Schleife ausreicht, um negative in positive Rückkopplungen umzuwandeln. Für die Stromrückkopplungsschleife des Wilson-Stromspiegels erscheint dieser Effekt als starker breiter Resonanzpeak im Verhältnis von Ausgangs- zu Eingangsstrom.

{ displaystyle scriptstyle H_ {WCM} left (s right) ~ equiv ~ { frac {i _ { text {out}} left (s right)} {i _ { text {in}} left (s right)}}}

${ displaystyle scriptstyle H_ {WCM} left (s right) ~ equiv ~ { frac {i _ { text {out}} left (s right)} {i _ { text {in}} left (s right)}}}$ um ungefähr

{ displaystyle scriptstyle { frac {f_ {T}} {3}}}

${ displaystyle scriptstyle { frac {f_ {T}} {3}}}$ . Gilbert^[3] zeigt eine Simulation eines Wilson-Stromspiegels, der in NPN-Transistoren mit implementiert ist

{ displaystyle scriptstyle f_ {T} ~ = ~ 3.0}

${ displaystyle scriptstyle f_ {T} ~ = ~ 3.0}$ GHz und Stromverstärkung

{ displaystyle scriptstyle beta ~ = ~ 100}

${ displaystyle scriptstyle beta ~ = ~ 100}$ das zeigt eine Spitze von 7,5 dB

{ displaystyle scriptstyle left ( left | H_ {WCM} left (s right) right | ~ = ~ 2.4 right)}

${ displaystyle scriptstyle left ( left | H_ {WCM} left (s right) right | ~ = ~ 2.4 right)}$ bei 1,2 GHz. Dieses Verhalten ist sehr unerwünscht und kann durch weitere Modifikation der Grundspiegelschaltung weitgehend beseitigt werden. Fig. 4b zeigt eine mögliche Variante des Wilson-Spiegels, die diesen Peak reduziert, indem die Basen von Q1 und Q2 vom Kollektor von Q2 getrennt werden und Q3 ein zweiter Emitter hinzugefügt wird, um die Basen des internen Spiegels anzutreiben. Bei gleichen Vorspannungsbedingungen und Gerätetypen weist diese Schaltung einen flachen Frequenzgang bis 50 MHz auf und weist einen Spitzengang von weniger als 0,7 dB auf

{ displaystyle scriptstyle left ( left | H_ {WCM} left (s right) right | ~ = ~ 1.08 right)}

${ displaystyle scriptstyle left ( left | H_ {WCM} left (s right) right | ~ = ~ 1.08 right)}$ bei 160 MHz und unterschreitet seinen Niederfrequenzgang bei 350 MHz.

Minimale Betriebsspannungen[edit]

Die Nachgiebigkeit einer Stromquelle, dh der Bereich der Ausgangsspannung, über den der Ausgangsstrom ungefähr konstant bleibt, beeinflusst die Potentiale, die zum Vorspannen und Betreiben der Schaltung zur Verfügung stehen, in die die Quelle eingebettet ist. Beispielsweise ist in Fig. 2 die der “Last” zur Verfügung stehende Spannung die Differenz zwischen der Versorgungsspannung

{ displaystyle scriptstyle V_ {CC}}

${ displaystyle scriptstyle V_ {CC}}$ und die Kollektorspannung von Q3. Der Kollektor von Q3 ist der Ausgangsknoten des Spiegels und das Potential dieses Kollektors relativ zu Masse ist die Ausgangsspannung des Spiegels, d. H.

{ displaystyle scriptstyle v _ { text {ausspiegeln}} ~ = ~ v_ {BE2} , + , v_ {CE3}}

${ displaystyle scriptstyle v _ { text {ausspiegeln}} ~ = ~ v_ {BE2} , + , v_ {CE3}}$ und die “Lastspannung” ist

{ displaystyle scriptstyle V_ {CC} , – , v _ { text {ausspiegeln}}}

${ displaystyle scriptstyle V_ {CC} , - , v _ { text {ausspiegeln}}}$ . Der Spannungsbereich “Last” wird auf ein Minimum maximiert

{ displaystyle scriptstyle v _ { text {ausspiegeln}}}

${ displaystyle scriptstyle v _ { text {ausspiegeln}}}$ . Wenn eine aktuelle Spiegelquelle als aktive Last für eine Stufe eines Systems verwendet wird, wird der Eingang zur nächsten Stufe häufig direkt zwischen dem Quellenausgangsknoten und derselben Stromschiene wie der Spiegel verbunden. Dies kann das Minimum erfordern

{ displaystyle scriptstyle v _ { text {ausspiegeln}}}

${ displaystyle scriptstyle v _ { text {ausspiegeln}}}$ so klein wie möglich gehalten werden, um das Vorspannen der nachfolgenden Stufe zu vereinfachen und es zu ermöglichen, diese Stufe unter Übergangs- oder Overdrive-Bedingungen vollständig auszuschalten.

Die minimale Ausgangsspannung des Wilson-Stromspiegels muss die Basisemitterspannung von Q2 so weit überschreiten, dass Q3 eher im aktiven Modus als in der Sättigung arbeitet. Gilbert^[3] meldet Daten zu einer repräsentativen Implementierung eines Wilson-Stromspiegels, der einen konstanten Ausgangsstrom für eine Ausgangsspannung von nur 880 Millivolt zeigte. Da die Schaltung für den Hochfrequenzbetrieb vorgespannt war (

{ displaystyle scriptstyle V_ {BE} ~ geq ~ 0.7}

${ displaystyle scriptstyle V_ {BE} ~ geq ~ 0.7}$ ) stellt dies eine Sättigungsspannung für Q3 von 0,1 bis 0,2 Volt dar. Im Gegensatz dazu arbeitet der Standard-Zwei-Transistor-Spiegel bis zur Sättigungsspannung seines Ausgangstransistors.

Die Eingangsspannung des Wilson-Stromspiegels beträgt

{ displaystyle scriptstyle v _ { text {in}} = v_ {BE2} + v_ {BE3}}

${ displaystyle scriptstyle v _ { text {in}} = v_ {BE2} + v_ {BE3}}$ . Der Eingangsknoten ist ein niederohmiger Knoten, so dass seine Spannung während des Betriebs bei ungefähr konstant bleibt

{ displaystyle scriptstyle 2V_ {BE} ca. 1.4}

${ displaystyle scriptstyle 2V_ {BE} ca. 1.4}$ Volt. Die äquivalente Spannung für den Standard-Zwei-Transistor-Spiegel beträgt nur einen Basis-Emitter-Abfall.

{ displaystyle scriptstyle V_ {BE}}

${ displaystyle scriptstyle V_ {BE}}$ oder die Hälfte des Wilson-Spiegels. Der Headroom (die Potentialdifferenz zwischen der gegenüberliegenden Stromschiene und dem Eingang des Spiegels), der der Schaltung zur Verfügung steht, die den Eingangsstrom zum Spiegel erzeugt, ist die Differenz zwischen der Versorgungsspannung und der Spiegeleingangsspannung. Die höhere Eingangsspannung und die höhere minimale Ausgangsspannung der Wilson-Stromspiegelkonfiguration können für Schaltungen mit niedrigen Versorgungsspannungen problematisch werden, insbesondere für Versorgungsspannungen von weniger als drei Volt, wie sie manchmal in batteriebetriebenen Geräten zu finden sind.

Ein verbesserter Spiegel mit vier Transistoren[edit]

Fig. 4a) Wilson-Stromspiegel mit vier Transistoren; 4b) Variante, die Spitzen im Hochfrequenzgang entfernt.

Das Hinzufügen eines vierten Transistors zum Wilson-Stromspiegel wie in Fig. 4a gleicht die Kollektorspannungen von Q1 und Q2 durch Verringern der Kollektorspannung von Q1 um einen Betrag gleich V aus_BE4. Dies hat drei Auswirkungen: Erstens werden Fehlanpassungen zwischen Q1 und Q2 aufgrund des frühen Effekts in Q1 beseitigt. Dies ist die einzige Fehlanpassungsquelle erster Ordnung im Wilson-Stromspiegel mit drei Transistoren^[8] Zweitens bei hohen Strömen die Stromverstärkung,

{ displaystyle scriptstyle beta}

${ displaystyle scriptstyle beta}$ der Transistoren nimmt ab und das Verhältnis des Kollektorstroms zur Basis-Emitter-Spannung weicht von ab

{ displaystyle scriptstyle i_ {C} ~ = ~ I_ {S} exp left ({ frac {v_ {BE}} {V_ {T}}} right)}

${ displaystyle scriptstyle i_ {C} ~ = ~ I_ {S} exp left ({ frac {v_ {BE}} {V_ {T}}} right)}$ . Die Schwere dieser Effekte hängt von der Kollektorspannung ab. Durch Erzwingen einer Übereinstimmung zwischen den Kollektorspannungen von Q1 und Q2 macht die Schaltung die Leistungsverschlechterung bei hohem Strom an den Eingangs- und Ausgangszweigen symmetrisch. Dies erweitert den linearen Betriebsbereich der Schaltung erheblich. Bei einer gemeldeten Messung an einer Schaltung, die mit einem Transistorarray für eine Anwendung implementiert wurde, die einen Ausgang von 10 mA erfordert, verlängerte die Hinzufügung des vierten Transistors den Betriebsstrom, für den die Schaltung eine Differenz von weniger als 1 Prozent zwischen Eingangs- und Ausgangsströmen zeigte, um mindestens einen Faktor von zwei über die Drei-Transistor-Version.^[9]

Schließlich gleicht das Ausgleichen der Kollektorspannungen auch die in Q1 und Q2 verbrauchte Leistung aus, und dies neigt dazu, die Fehlanpassung aufgrund der Auswirkungen der Temperatur auf V zu verringern_SEIN.

Vorteile und Einschränkungen[edit]

Zusätzlich zu dem Standard-Zwei-Transistor-Spiegel, den ein Entwickler verwenden kann, gibt es eine Reihe anderer möglicher Stromspiegelkonfigurationen.^[10] Dazu gehören solche, bei denen die Fehlanpassung vom Basisstrom mit einem Emitterfolger reduziert wird,^[3] Schaltungen, die kaskodierte Strukturen oder Widerstandsdegeneration verwenden, um den statischen Fehler zu senken und die Ausgangsimpedanz zu erhöhen, und verstärkungsverstärkte Stromspiegel, die einen internen Fehlerverstärker verwenden, um die Wirksamkeit der Kaskodierung zu verbessern. Der Wilson-Stromspiegel hat die besonderen Vorteile gegenüber Alternativen, die:

Der statische Fehler, die Eingangs- / Ausgangsstromdifferenz, wird auf sehr kleine Werte reduziert, die fast ausschließlich auf zufällige Gerätefehlanpassungen zurückzuführen sind, während die Ausgangsimpedanz um einen Faktor von erhöht wird ${ displaystyle scriptstyle { frac { beta} {2}}}$
Die Schaltung verwendet minimale Ressourcen. Es sind keine zusätzlichen Vorspannungen oder großflächigen Widerstände erforderlich, ebenso wie kaskodierte oder resistiv entartete Spiegel.
Die niedrige Impedanz seines Eingangs und seiner internen Knoten ermöglicht es, die Schaltung für den Betrieb bei Frequenzen bis zu vorzuspannen ${ displaystyle scriptstyle { frac {f_ {T}} {10}}}$
Die Vier-Transistor-Version der Schaltung hat eine erweiterte Linearität für den Betrieb bei hohen Strömen.

Der Wilson-Stromspiegel weist die folgenden Einschränkungen auf:

Die für den ordnungsgemäßen Betrieb erforderlichen Mindestpotentiale vom Eingang oder Ausgang zur Common-Rail-Verbindung sind höher als beim Standard-Zwei-Transistor-Spiegel. Dies verringert den zur Erzeugung des Eingangsstroms verfügbaren Headroom und begrenzt die Konformität des Ausgangs.
Dieser Spiegel verwendet eine Rückkopplung, um die Ausgangsimpedanz so zu erhöhen, dass der Ausgangstransistor das Kollektorstromschwankungsrauschen zum Ausgang beiträgt. Alle drei Transistoren des Wilson-Stromspiegels fügen dem Ausgang Rauschen hinzu.
Wenn die Schaltung für Hochfrequenzbetrieb mit Maximum vorgespannt ist ${ displaystyle scriptstyle f_ {T}}$
Bei einigen Anwendungen eines Stromspiegels, insbesondere für Vorspannungs- und Aktivlastanwendungen, ist es vorteilhaft, mehrere Stromquellen aus einem einzigen Eingangsreferenzstrom zu erzeugen. Dies ist in der Wilson-Konfiguration nicht möglich, während eine genaue Anpassung des Eingangsstroms an die Ausgangsströme beibehalten wird.

MOSFET-Implementierung[edit]

Abbildung 5: NMOS Wilson-Stromspiegel. M3 gleicht die Drain-Source-Spannungen von M1 und M2 aus

Wenn der Wilson-Stromspiegel in CMOS-Schaltungen verwendet wird, liegt er üblicherweise in Form von vier Transistoren vor, wie in Fig. 5 dargestellt.^[10] Wenn die Transistorpaare M1-M2 und M3-M4 genau aufeinander abgestimmt sind und die Eingangs- und Ausgangspotentiale ungefähr gleich sind, liegt im Prinzip kein statischer Fehler vor, die Eingangs- und Ausgangsströme sind gleich, da keine Niederfrequenz oder kein Gleichstrom anliegt das Gate eines MOSFET. Es gibt jedoch immer Fehlanpassungen zwischen Transistoren, die durch zufällige lithografische Variationen in der Bauelementgeometrie und durch Variationen in der Schwellenspannung zwischen Bauelementen verursacht werden.

Für Langkanal-MOSFETs, die bei fester Drain-Source-Spannung in Sättigung arbeiten,

{ displaystyle scriptstyle V_ {DS}}

${ displaystyle scriptstyle V_ {DS}}$ Der Drainstrom ist proportional zu den Vorrichtungsgrößen und zur Größe der Differenz zwischen der Gate-Source-Spannung und der Vorrichtungsschwellenspannung als^[1]

{ displaystyle i_ {D} propto { frac {W} {L}} left (v_ {GS} -V_ {TH} right) ^ {2}}

{ displaystyle scriptstyle W}

$scriptstyle W.$ ist die Gerätebreite,

{ displaystyle scriptstyle L}

$scriptstyle L.$ ist seine Länge und

{ displaystyle scriptstyle V_ {TH}}

${ displaystyle scriptstyle V_ {TH}}$ die Geräteschwellenspannung. Zufällige lithografische Variationen werden als unterschiedliche Werte der

{ displaystyle scriptstyle { frac {W} {L}}}

${ displaystyle scriptstyle { frac {W} {L}}}$ Verhältnis jedes Transistors. In ähnlicher Weise erscheinen Schwellenwertschwankungen als kleine Unterschiede im Wert von

{ displaystyle scriptstyle V_ {TH}}

${ displaystyle scriptstyle V_ {TH}}$ für jeden Transistor. Lassen

{ displaystyle scriptstyle Delta { frac {W} {L}} ~ equiv ~ { frac {W_ {2}} {L_ {2}}} , – , { frac {W_ {1} } {L_ {1}}}}

${ displaystyle scriptstyle Delta { frac {W} {L}} ~ equiv ~ { frac {W_ {2}} {L_ {2}}} , - , { frac {W_ {1} } {L_ {1}}}}$ und

{ displaystyle scriptstyle Delta V_ {TH} ~ = ~ V_ {TH2} , – , V_ {TH1}}

${ displaystyle scriptstyle Delta V_ {TH} ~ = ~ V_ {TH2} , - , V_ {TH1}}$ . Die Spiegelschaltung von Fig. 5 zwingt den Drainstrom von M1, gleich dem Eingangsstrom zu sein, und die Ausgangskonfiguration stellt sicher, dass der Ausgangsstrom gleich dem Drainstrom von M2 ist. Erweiterung der Gleichung (8) in einer Taylor-Reihe mit zwei Variablen um

{ displaystyle scriptstyle i_ {D1}}

${ displaystyle scriptstyle i_ {D1}}$ und das Abschneiden nach dem ersten linearen Term führt zu einem Ausdruck für die Nichtübereinstimmung der Drainströme von M1 und M2 als:

{ displaystyle i _ { text {in}} , – , i _ { text {out}} ~ = ~ left ({ frac {2 , Delta V_ {TH}} {V_ {GS1} , – ‘ rechts) i _ { text {in}}}

Die Statistik der Variation der Schwellenspannung von angepassten Paaren über einen Wafer wurde ausführlich untersucht.^[11] Die Standardabweichung der Schwellenspannungsänderung hängt von der absoluten Größe der Geräte, der minimalen Strukturgröße des Herstellungsprozesses und der Körperspannung ab und beträgt typischerweise 1 bis 3 Millivolt. Um den Beitrag des Schwellenspannungsterms in Gleichung (9) zu einem Prozent oder weniger zu halten, müssen daher die Transistoren vorgespannt werden, wobei die Gate-Source-Spannung die Schwelle um mehrere Zehntel Volt überschreitet. Dies hat den Nebeneffekt, dass der Beitrag der Spiegeltransistoren zum Ausgangsstromrauschen verringert wird, da die Drainstromrauschdichte in einem MOSFET proportional zur Transkonduktanz und daher umgekehrt proportional zu ist

{ displaystyle scriptstyle V_ {GS} , – , V_ {TH}}

${ displaystyle scriptstyle V_ {GS} , - , V_ {TH}}$ .^[12]

In ähnlicher Weise ist ein sorgfältiges Layout erforderlich, um den Effekt des zweiten geometrischen Terms in (9) zu minimieren, der proportional zu ist

{ displaystyle scriptstyle Delta { frac {W} {L}}}

${ displaystyle scriptstyle Delta { frac {W} {L}}}$ . Eine Möglichkeit besteht darin, die Transistoren M1 und M2 in mehrere Bauelemente parallel zu unterteilen, die in einem gemeinsam zentrierten oder interdigitalen Layout mit oder ohne Dummy-Schutzstrukturen am Umfang angeordnet sind.^[13]

Die Ausgangsimpedanz des MOSFET-Wilson-Stromspiegels kann auf die gleiche Weise wie für die bipolare Version berechnet werden. Wenn in M4 kein Körpereffekt vorliegt, ist die niederfrequente Ausgangsimpedanz gegeben durch

{ displaystyle scriptstyle z_ {O} ~ approx ~ left (1 , + , g_ {m4} r_ {O1} right) r_ {O4}}

${ displaystyle scriptstyle z_ {O} ~ approx ~ left (1 , + , g_ {m4} r_ {O1} right) r_ {O4}}$ .^[10] Damit M4 kein Körperquellenpotential besitzt, muss es in einem separaten Körperbrunnen implementiert werden. Es ist jedoch üblicher, dass alle vier Transistoren eine gemeinsame Körperverbindung haben. Der Drain von M2 ist ein Knoten mit relativ niedriger Impedanz und dies begrenzt den Körpereffekt. Die Ausgangsimpedanz in diesem Fall ist:

{ displaystyle z_ {O} approx left (2 + g_ {m4} r_ {O1} right) r_ {O4}}

Wie im Fall der Bipolartransistorversion dieser Schaltung ist die Ausgangsimpedanz viel größer als beim Standard-Zwei-Transistor-Stromspiegel. Schon seit

{ displaystyle scriptstyle r_ {O4}}

${ displaystyle scriptstyle r_ {O4}}$ wäre das gleiche wie die Ausgangsimpedanz des Standardspiegels, das Verhältnis der beiden ist

{ displaystyle scriptstyle 2 , + , g_ {m4} r_ {O1}}

${ displaystyle scriptstyle 2 , + , g_ {m4} r_ {O1}}$ , was oft ziemlich groß ist.

Die Hauptbeschränkung für die Verwendung des Wilson-Stromspiegels in MOS-Schaltungen sind die hohen Mindestspannungen zwischen der Erdungsverbindung in Fig. 5 und den Eingangs- und Ausgangsknoten, die für den ordnungsgemäßen Betrieb aller Transistoren in Sättigung erforderlich sind.^[10] Die Spannungsdifferenz zwischen Eingangsknoten und Masse beträgt

{ displaystyle scriptstyle v_ {GS1} + v_ {GS4}}

${ displaystyle scriptstyle v_ {GS1} + v_ {GS4}}$ . Die Schwellenspannung von MOS-Bauelementen liegt normalerweise zwischen 0,4 und 1,0 Volt ohne Körpereffekt, abhängig von der Herstellungstechnologie. weil

{ displaystyle scriptstyle v_ {GS}}

${ displaystyle scriptstyle v_ {GS}}$ muss die Schwellenspannung um einige Zehntel Volt überschritten werden, um eine zufriedenstellende Übereinstimmung zwischen Eingangs- und Ausgangsstrom zu erzielen. Der gesamte Eingang zum Erdpotential ist mit 2,0 Volt vergleichbar. Diese Differenz wird erhöht, wenn sich die Transistoren einen gemeinsamen Körperanschluss teilen und der Körpereffekt in M4 seine Schwellenspannung erhöht. Auf der Ausgangsseite des Spiegels beträgt die minimale Spannung gegen Masse

{ displaystyle scriptstyle v_ {GS2} + v_ {GS4} -V_ {TH4}}

${ displaystyle scriptstyle v_ {GS2} + v_ {GS4} -V_ {TH4}}$ . Diese Spannung ist wahrscheinlich deutlich größer als 1,0 Volt. Beide Potentialdifferenzen lassen nicht genügend Spielraum für die Schaltung, die den Eingangsstrom liefert und den Ausgangsstrom verwendet, es sei denn, die Versorgungsspannung ist höher als 3 Volt. Viele moderne integrierte Schaltkreise sind so ausgelegt, dass sie Niederspannungsnetzteile verwenden, um den Einschränkungen von Kurzkanaltransistoren gerecht zu werden, den Bedarf an batteriebetriebenen Geräten zu decken und im Allgemeinen eine hohe Energieeffizienz zu erzielen. Das Ergebnis ist, dass neue Designs dazu neigen, eine Variante einer Breitspiegel-Kaskodenstromspiegelkonfiguration zu verwenden.^[10]^[14]^[15] Bei extrem niedrigen Versorgungsspannungen von einem Volt oder weniger kann auf die Verwendung von Stromspiegeln vollständig verzichtet werden.^[16]

Siehe auch[edit]

Verweise[edit]

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Wilson aktueller Spiegel – Wikipedia

Schaltungsbetrieb[edit]

Differenz der Eingangs- und Ausgangsströme[edit]

Eingangs- und Ausgangsimpedanzen und Frequenzgang[edit]

Minimale Betriebsspannungen[edit]

Ein verbesserter Spiegel mit vier Transistoren[edit]

Vorteile und Einschränkungen[edit]

MOSFET-Implementierung[edit]

Siehe auch[edit]

Verweise[edit]

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